Microonde - parte 2

Microonde - Indice - 2° Quaderno

• 102) Modo TEM in caso coassiale reale (con perdite, spessori cond. biondović)
• 107) Modo THo (TEM) in caso coassiale real (and: il contorno reale)
• 112) Modo TE in caso coassiale
• 115) Modo TM (TEo1, TEo2)
• 117) Modo TM in caso coassiale
• 120) Modo T_Hmn (T_Ho1, T_Ho2)
• 121) Overview sulle strutture caso coassiale, caso limite a → 0.
• 126) Guida in microstriscia, introduzione
• 125) Studio microstriscia approssimato alla basse frequenze
  • Campi e campo - Flusso campo magnetico
  • Distribuzione frastagli di carica - Capacità per unità di lunghezza
  • Densità lineare - Induttore per unità di lunghezza
  • Correnti superficiali (Densità) - Calcolo k_z e Z_c
  • Z_c funzione delle geométrica.
• 130) Studio microstriscia riguoro alle basse frequenze
  • Eq. di persona e cond. di contorno - Soluzi, esp. di persone nel dominio transfo.
  • Legame tra potenziale e funzioni di Green - Analisi dello col. nel denio transfunjo
  • Cond. di contorno con funzione di Green - d → 0 ed i → 0 (asci. grafici)
  • Introduzione delle transformate gorde di Tovier - Capacita per unità di lunghezza
  • Condizioni di contorno nel domonio transformato
• 154) Definizione E_eff più dire cilcalco della β_z
• 158) Confinamento del campo ed uscura delle frequenze
• 159) Formula di intergolazione E_eff(f). Eff. nelle guide chiuse (alt1, cir1, etc.)
• 160) Strutture guidanti a sezione arbitraria de gappocheito il modo TEH
  • Calcolo del potenziale con integrale del campo elettrico - Calcolo corrente
  • Calcolo distribuzione della carica superficiata - Rapporto corrente - dessità lineare
  • Distribuzione di carico e forza - Rapporto tensione - corrente
  • Capacitori per unità di inglungione - Flusso magnetico
  • Densito di corrente geometrical - Calcolo L, Z_c
• 161) Derivazione dei circuiti equivalenti ai mod. TE, TM, TEM
  • Condizione per avere lo steme trasmodo di postemo di guida e nel circuito eg.
  • Circuito eq. modo TE pprade Z_c = 2_w - [Circ. eq. modo TE con Z_c = ℜ]
  • Circuito eg. modo TM prado Z_c = 2_w - Circ eg modo TE con ξ(w → wuc)
  • Circuito eg. modo TEM propio Z_c = ∂
• 175) Circuiti a microonde

Modo TEM in guida reale (Cavo Coax)

Il campo elettrico tende a curvarsi nei pressi delle pareti mentre il campomagnetico rimane pressoché invarato. Di conseguenza, mentre nel caso idealeil vettore di pointing era perfettamente parallelo alla direzione di propagazionenel caso reale tende a inclinarsi indirizzandosi sul conduttore interno che assorbee ammortiza presentandio una componente lungo .Diremo pertanto che nel caso ideale abbiamo un TEM, nel caso con perdite lo comp.di campo prende il nome di THo. Per ottenere la comparazione di campo THo, andiamoad imporre delle proprietà del conduttore metallico e aurichila la conduzione diannullamento delle componenti tangenziale di campo elettrico, come cond. alcontorno che tiene conto delle perdite causate quella di Leathovich.Dobbiamo risolvere un set modello THo:

• ∇t^2 e_z - k_z^2 e_z = 0
• e_t = k_z / k_t^2 ∇t e_z
• h_t = jωε_t ẑ × e_t / k_z

La soluzione e_z dovrebbe assumere una forma del tipo: e_z = A₀ J_v(γρ) cos(n + ₀)tuttavia il polico del modo THo ci dice chee_z = A₀ J₀(γρ) inoltre dobbiamo tenere presente che

L'origine del sistema di referimento non si trova in una zona dove è presistence ilcampo e quindi occorre considerare la funzione di Bessel di 2^ᵃ specie:

e_Z = A₀ J₀(xρ) + A₁ Y₀(xρ)

N.B. ➔ Il cos(n + ₀) non compare poiché per n = 0 ➔ cos(0) = 1Questa forma tiene conto del fatto che ottenuo considerando una soluzionesatte una escena cond. al confini approximiate detta da:

ĥ × e_τ = ẑ_p h_c

che cosi forniscano gli unici parametri di cui la maggiro parte sono noti. Io mi vado a costruire 2 diagrammi: facendo variare la frequenza

Se le perdite può fatti non è più vero che la _i può essere calcolato con l'approccio perturbativo e la può invece che lo costi. (proposizione non reale) otteniamo quindi procedure o del metodo che stiamo usando adesso o con quello esatto che vedremo più in la.

Una volta che risolvo il problema dell'ostacolo e mi vado a trovare l'autovett.(A₀, A₁) nel seguente modo:N.B : per trovare gli autoval. occorre trovare gli zeri di: det |λI - M| = 0

[ I₀(χ₂) - jω_εZ_pJ₁(χ₂) ] A₀ + [ Y₀(χ_e) - jω_ε Y₁(χ₀) ] A₁ = 0

[ I₀(χ_e) + jω_εZ_pJ₁(χ_b) ] A₀ + [ Y₀(χ_b) + jω_ε Y₁(χ_{χb) ] A1 = 0}

dire che _detI = 0 significa dire che le due eq. del sistema sono linearmante dipendenti e ciò significa che per calcolare le due costanti ne scelgo e le tiro fuori PLM=

Fisso A₀ e calcolo A₁:

A₁ = -A₀[ J₀(χ_e) - jω_ε J₁(χ_χ2)]

[ Y₀(χ_e) - jω_ε Y₁(χ₀) ]

mai cavo di dipendesse da A₀ e A₁ di cui non ne conosciamo nemmeno uno, finchè il problema può essere descritto con un unico coeff. d'amplio in traverso il punto codo e fi a che le aggiunse dei campi trasportiamo una carta puntifio di potenza. f₀ e i térmi A₀ e A₁ arbitrariamente uno i potessero le cord. Il contenuto che stiamo continuando uno sorgente un avremo acunto un SLO uno solosl.

ma ki²=jωμi(βi+jωεi)=jωμiβi-ω²-μiεi

Ref{ki²}=-ω²-μiεi

Im{ki²}=ωμiβi

ki=√

Questa è l'espressione da utilizzare per evitare e trovare di e β2 facendo il determinante della matrice uguale a 0.

detM=f(ω,dz,β2)=0

Procedo allo stesso modo di pag.106. In questo caso notiamo che:

1) F.G.A

2) F.G.B

Fig. A è la struttura che ci ha portato a scrivere un sistema di i in 4 incognite A0 A1 A2 A3 ma nel caso reale il cavo coassiale presenta uno spessore finito del conduttore esterno quindi avremo 4 regioni anziche 3 che ci dave A0 A1 A2 A3 A4 A5 per un totale di 6 costanti di integrol.

Infatti abbiamo bisogno per descrivere tale problema di 6 cavi al contorno.

Modo TE₀₂

h_z = A₁ J₀ (χ'₀₂ ρ) + A₂ Y₀ (χ'₀₂ ρ)

h_θ = -_kz/^k2_te02 χ'₀₂ [A₁ J₁ (χ'₀₂ ρ) + A₂ Y₁ (χ'₀₂ ρ)]

e_θ = j^ωμ/_{k²te02 χ'02 [A1 J1 (χ'02 ρ) + A2 Y1 (χ'02 ρ)]}