Anteprima
Vedrai una selezione di 6 pagine su 24
Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 1 Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 2
Anteprima di 6 pagg. su 24.
Scarica il documento per vederlo tutto.
Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 6
Anteprima di 6 pagg. su 24.
Scarica il documento per vederlo tutto.
Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 11
Anteprima di 6 pagg. su 24.
Scarica il documento per vederlo tutto.
Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 16
Anteprima di 6 pagg. su 24.
Scarica il documento per vederlo tutto.
Modulazioni multiportante (OFDM) Pag. 21
1 su 24
D/illustrazione/soddisfatti o rimborsati
Disdici quando
vuoi
Acquista con carta
o PayPal
Scarica i documenti
tutte le volte che vuoi
Estratto del documento

Tecniche multiportante per combattere l'effetto del fading selettivo

Per combattere gli effetti della evanescenza selettiva (fading selettivo), cioè della selettività del canale, si usano le tecniche multiportante cioè tecniche che prevedono la trasmissione dell'informazione non più andando a modulare una portante, come per la QAM.

(Ad esempio nella QAM: si prendeva la portante e gli attribuivo una molteplicità di valori, di combinazioni di ampiezza della portante in fase e in quadratura, associando così l'informazione a queste informazioni. Per la 16QAM 16 combinazioni, 4 in fase e 4 in quadratura, 64QAM 8 in fase e 8 in quadratura etc., ma si applicava alla singola portante.

Nelle modulazioni multiportante parlo di tecniche con l'obiettivo di andare a suddividere l'informazione in una molteplicità di sottoflussi (N sottoflussi) informativi, ciascuno dei quali modula differenti portanti opportunamente allocate in frequenza (portanti che subiscono l'effetto piatto del canale) e

Poi sommate tra loro. La scelta che si fa è quella di far si che la Banda occupata da ciascuna sottoportante sia minore della Banda di coerenza del canale. Quando vado a ridurre la banda occupata di ogni sottoportante sotto la banda di coerenza, significa che su ogni sottoportante non avrò più ISI ma solo attenuazione piatta. L'obiettivo di questa modulazione è inizialmente quindi quello di poter evitare l'ISI andando a trasmettere su tante porzioni di spettro, in ognuna delle quali Bn < Bc. Da tale formulazione iniziale vedremo che otterremo un risultato ancora più importante, legato alla dipendenza delle condizioni di propagazione dalla frequenza. Se io ho uno spettro del canale che sarà la trasformata della risposta impulsiva del canale, osservo che se prendo una fetta dello spettro e suddividendolo in tanti sottocanali, l'effetto del canale sulle singole sottoportanti è piatto, perché ho scelto la larghezza della

sottoportante tale da essere inferiore alla Bc di questo canale (effetto del canale è variabile alle varie portanti). Vedremo che tale tecnica ci garantirà un'uniformità degli effetti del canale sulla nostra informazione da trasmettere.

L'implementazione OFDM parte dal desiderio di ridurre l'effetto del canale, da selettivo (presenza di ISI) a piatto sulle singole sottoportanti, ma nella realtà il vero effetto considerevole che otteniamo con l'OFDM è quello di randomizzare l'effetto di tutto il canale sulle singole sottoportanti, ottenendo una distribuzione degli errori introdotti sulle singole sottoportanti, cioè una distribuzione uniforme sullo stream dati tale da rientrare nella capacità correttiva dei codici.

Quindi la combinazione della modulazione multiportante, assieme alle tecniche di codifica di canale, daranno luogo a performance tale per cui l'OFDM è la tecnica di modulazione che oggi usiamo.

La necessità di introdurre una modulazione multiportante, risiede nel fatto di dover risolvere il problema del multipath nel momento in cui appena definito l'ambiente di propagazione per il quale è stata definita una Bc, la banda che andiamo a trasmettere su questo canale è B>Bc, ovvero siamo in presenza di fading selettivo (forte ISI), quindi c'è una forte disuniformità della risposta in frequenza (H(f)) del canale (massimi e minimi irregolari come nelle figure precedenti). Tale disuniformità mi crea una notevole distorsione nel momento in cui vado a trasmettere il segnale a banda larga (ordine del GHz). Quindi si è pensato, come detto prima, a ridurre l'occupazione spettrale del nostro segnale andando a suddividere l'info da trasmettere in N sottoflussi, ognuno che modula una portante opportuna, tale da garantire per ogni sottoportante modulata una B<Bc. Si parte da un flusso informativo con una bit rate Rbps,

sequenza di simboli che rappresentano i dati stessi. Il filtro sagomatore d'impulso ha il compito di ridurre l'interferenza intersimbolica e di limitare la banda del segnale trasmesso. Una volta ottenuti i simboli, essi vengono modulati sulla portante utilizzando una tecnica di modulazione adatta al sistema di trasmissione. Ogni ramo dello schema produce una sottoportante modulata con una banda inferiore alla banda critica Bc. Infine, i segnali modulati vengono sommati e trasmessi attraverso il canale di comunicazione.combinazione di modulo e fase (quindi parte reale e immaginaria), che rappresenta l'ampiezza della portante, in relazione allo schema di modulazione che voglio adottare. (Es. Symbol Mapper, per 2ASK o 2PSK il mapper era un valore di tensione pos o neg in relazione al fatto che il livello logico in ingresso fosse 1 o 0; invece per un 16QAM il mapper è un blocco che da in uscita, tramite modulo e fase, un numero complesso ottenuto identificando 4 bit). In uscita dal Mapper si ha un numero complesso, che è legato allo schema di modulazione adottato, quindi sono ancora a livello di numeri (s0 è un numero complesso); a tal punto vado a sagomare l'impulso, perché voglio una funzione del tempo (andamento temporale). Il sagomatore di impulso può essere un sagomatore rettangolare, se voglio che per tutto il tempo di simbolo l'ampiezza della mia portante sia pari a s0 (se g(t) è rettangolare, per tutto Ts la mia portante avrà quel preciso valore).di ampiezza e fase. Per g(t) però si sceglie un andamento a coseno rialzato, che ha dei vantaggi. Il vantaggio è che nel momento in cui vado a moltiplicare il mio impulso sagomato s0(t) con la mia portante cos(2πf0t), lo spettro risulta decisamente più attenuato in banda (lobi laterali contenuti), e quindi vado a contenere l'occupazione spettrale si riduce l'interferenza nei canali adiacenti, perché i lobi del nostro spettro sono più bassi. La contropartita è che mi si allarga lo spettro, ovvero si allarga il lobo principale, perché in realtà rispetto ad un impulso rettangolare, questo impulso uscirebbe fuori. Quindi occorre ridurre il più possibile questo effetto coda, e per far stare il nostro impulso a coseno rialzato dentro la finestra, devo necessariamente allargare la banda. Quindi in relazione al fattore di roll-off del coseno rialzato, la banda associata ad ogni canale che vado a considerare, è

leggermente più larga rispetto a quella che avrei ottenuto con un impulsorettangolare. La forma d'onda del segnale, sommatoria di tutte le portanti dello schema, che complessivamente vado ad ottenere è la seguente:

s(t) è una sovrapposizione di tutte le portanti modulate, ciascuna con una propria sagomatura e con proprio modulo e fase. In questo discorso ipotizziamo che la sagomatura sia la stessa per tutte le sottoportanti. Otteniamo quindi una sequenza di spettri, allocati in frequenza, adiacenti, e quindi abbiamo una Boccupata che per ciascuna sottoportante è < Bc, ma leggermente superiore a quella che avrei considerando il solo lobo principale della moltiplicazione per l'impulso rettangolare, a seguito del fattore di roll-off.

Come demodulo questo segnale s(t)? Banalmente il modo più semplice sarebbe quello di filtrare in ricezione le singole sottoportanti. In ricezione, il segnale utile s(t) sovrapposto al rumore n(t), viene suddiviso in N

rami dove applicoin ognuno un filtro centrato sulla frequenza di portante usata in trasmissione (f0...fN-1). Quindi seleziono le porzioni di banda d'interesse, demodulo le singole portanti e ottengo i miei flussi a bit rate R/N, che riconverto da parallelo a seriale per ottenere il flusso originale a Rbps. Problema: devo tener conto della non idealità dei filtri (ovvero che fronti di salita e discesa così ripidi non possono essere realizzati); quindi occorre necessariamente distanziare gli spettri, introducendo un fattore correttivo ε, in modo da spaziare in frequenza i vari sottocanali ed evitando che le pendenze graduali dei filtri distorcano lo spettro. In tal modo la banda di ogni sottocanale, con sarà: Tale incremento di banda per ciascuna sottoportante, dovrò considerarlo per tutte le N sottoportanti, ottenendo quindi una banda totale occupata molto più grande rispetto a quella che avrei ottenuto andando a modulare una singola.

Infatti la banda totale è pari a:

Quindi lo schema appena introdotto non è efficace dal punto di vista dell'occupazione spettrale, poiché ho si suddiviso la trasmissione in N sottoportanti, ma ho pagato in termini di banda occupata.

Esempio:

Consideriamo un sistema multiportante con una B=1MHz, ipotizzando un Delay Spread di 20 us.

Quanti canali sono necessari per ottenere un flat fading su ciascun sottocanale?

Per assicurarci un flat fading su ogni canale, dobbiamo avere che la banda su ogni sottoportante sia:

Occorrono almeno 200 sottocanali.

Se poi vado a considerare un Tn=0.2 ms, con sistema di 128 canali, β=1 e ε=0.1, la banda occupata sarà pari a 1.344 MHz, ottenendo un incremento notevole della banda.

Tale problema viene risolto sovrapponendo le sottoportanti, introducendo in ricezione una tecnica che si basa sull'utilizzo di un set di portanti ortogonali (sottoportanti ortogonali), in modo da poter essere separate dal

forme d'onda modulate utilizzando un demodulatore in ricezione. Per fare ciò, posso implementare uno schema in cui le forme d'onda modulate si sovrappongono parzialmente. Le sottoportanti scelte sono della forma: sono set di portanti ortogonali distanziati di 1/Tn. Questo set di funzioni di base è ortogonale nell'intervallo [0, Tn], per ogni set di fasi delle portanti [ϕi]. Il fatto che sia ortogonale in [0, Tn] lo vediamo andando ad integrare su Tn il prodotto tra due coseni: nell'intervallo tra 0 e Tn il coseno della somma lo posso, con buona approssimazione, porre a 0, ottenendo il coseno della differenza degli argomenti. Tale risultato è diverso da 0 solo quando i=j, altrimenti per i≠j ho un periodo intero del coseno che viene considerato dall'integrale e mi dà un valore medio nullo. Quindi la regola che mi definisce l'ortogonalità è verificata perché i≠j e le mie portanti sono tra loro ortogonali. Ecco quindi che riesco a sovrapporre parzialmente le forme d'onda modulate utilizzando un demodulatore in ricezione.à pari a N/Tn, dove N è il numero di portanti e Tn è il periodo di simbolo delle portanti.
Dettagli
Publisher
A.A. 2021-2022
24 pagine
SSD Ingegneria industriale e dell'informazione ING-INF/03 Telecomunicazioni

I contenuti di questa pagina costituiscono rielaborazioni personali del Publisher alexander88 di informazioni apprese con la frequenza delle lezioni di Comunicazioni wireless e studio autonomo di eventuali libri di riferimento in preparazione dell'esame finale o della tesi. Non devono intendersi come materiale ufficiale dell'università Università Politecnica delle Marche - Ancona o del prof Gambi Ennio.