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Elettronica analogica
- Analisi mat. Eletrotecnica
- BST, MOSFET, BJT
- Config. Elementari, stadi d'uscita
- Retroazione
- Oscillatori
Riepilogo Eletrotecnica
V = R·I
Vs = V R1/(R2 + R1)
Iz = R2/R2 + R1
Nullatore
i = 0, u = 0
Noratore
- Teorema di sostituzione
Vi sostituisce a A solo quando è caratterizzato con B.
Tevenin e Norton mi danno una caratterizzazione di A indipendentemente dal circuito di carico.
- Teorema di Bartlett
Vß = Vcm + Vo/2
Vß = Vcm - Vo/2
GENERATORI CONTROLLATI (prototipi degli amplificatori reali)
- Ri = ∞ Ro = 0 AMP. DI TENSIONE
- Ri = 0 Ro = 0 AMP. DI TRANSRESISTENZA
- Ri = ∞ Ro = ∞ AMP. DI TRANSAMMITANZA
- Ri = 0 Ro = ∞ AMP. DI CORRENTE
SI DISTINGUONO TRAMITE Ri E Ro
V₁ = Z₁i₁ + Zf i₂V₂ = Zf i₁ + Z₂ i₂
FORWARD ➔ EFFETTO DI IN SU OUTREVERSE ➔ EFFETTO DI OUT SU IN
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5/3/15
Diodo
Nei semiconduttori l'energy gap Eg è poco esteso, negli isolanti questo è più alto. Il conduttore a 0 °K non ha la banda di valenza totalmente occupata, quindi non ha il concetto di lacuna. La banda di conduzione può acquisire elettroni.
Silicio
pi=ni = 1,45 × 1010 cm-3
Eg = 1,1 eV
La corrente è data dalla somma dei contributi degli elettroni e delle lacune (che hanno però mobilità minore)
J = ∑ q vi
- Se mischio Silicio e Boro aggiungo liv. energetici in Ev
Legge d'azione di massa
P n cost. = ni2
- Suppongo di aggiungere 1016 cm-3 atomi di B
p ~ 1016 cm-3 n ~ 10-4 cm-3 (Drogaggio tipo p)
- Se aggiungo invece Fosforo
n = ND = 1016 cm-3 p ~ 10-4 cm-3 (Drogaggio tipo n)
PRESTAZIONI (segue)
TUF = Pac/Vs.eff * Is.eff (così trasformato)
CF = Is.max/Is.eff
THD = √(Is.rms2 - Is.eff2)/Is.eff
PF = Is.eff/Is.eff cos φ
Per ogni Relativi al
circuito gestione di rete
con armoniche nella rete
RADDRIZZATORE A DOPPIA SEMIONDA
DIFFERENZE
- Se il diodo non è ideale (considero Vr)
- V2 = Vs - Vr nel primo
- V2 = Vs - 2 Vr nel secondo
- Il trasformatore a presa centrale è più costoso
- PIV = peak inverse voltage (max tensione sopportata dai diodi OFF) Assumo il diodo reale.
- 1o) PIV = 2 Vs
- 2o) PIV = Vs
Circuiti Equivalenti (AC)
Diodo in AC con soglia
T Linearizzo (AC)
rd = VT / IO
re = VT / IE
rE = VT / iE
Π Linearizzo (AC)
Parametri Differenziali
iE = IS eVBE/VT
iC + IC = iC = f(VBE) + diC/dVBEDC(VBE - VBE) = IC + gm Vbe
gm = IS / VT eVBE/VT = IC / VT
r = dIB/dVBE - IS / βF VT (eVBE/VT - 1) = IC / βF VT → VT = βF / gm
ic = gm Vbe
Calcolo Ro:
MOLTIPLICATORE DI RESISTENZA
se non ci fosse RS Ro = 1 + gm ( RE || rπ ) ro + RE || rπ
La resistenza di uscita dipende dall'ingresso (reazione) quindi non è unidirezionale
Il tipo G è quindi caratterizzato da 4 parametri l’EC con RE è considerato come unidirezionale.
Amplificatore di tensione
La resistenza d'uscita (con RS), o ingresso (con RL) non dipendono dai carichi → MODELLO DI EMETTORE COMUNE UNIDIREZ
Calcolo Av
Amplificatore retroazionato:
- il guadagno totale sotto certe condizioni non dipende più da β ( S1 [valore parametri ecc.] )
- però il guadagno è minore di quello senza RE
- in DC ho bisogno di una RE che fissi la IC, in AC deve fissare Av0: IC → Vπ = VBE ⇔ RE = VBE + RTA / β
MOSFET IDEALE
LA CORRENTE VA COME UNA RETTA PERCHE È DI TRASPORTO E SEGUE LA LEGGE DI OHM
MOSFET REALE
AD OGNI VARIAZIONE DELLA TENSIONE DI USCITA LA CORRENTE DIPENDE SOLO DALLA TENSIONE DI INGRESSO
Vgs
Vds,sat = Vgs - Vth
La caduta di potenziale trasversale U(x) è maggiore in Ø quindi il canale è più spesso sul source. Quando Vgs = Vth il canale è interrotto al drain.
Più la avanziamo e prima il canale si interrompe. I MOSFET analogici sono più grandi di quelli digitali.
25/3/15
Differenze BJT - MOS
Nel BJT la linea di separazione tra le zone di funzionamento è una retta.
Vds < Vds,sat = Vgs - Vth TRIO
STAZURAZIONE
CONVERTITORE DAC A 3 BIT
Per ogni interruttore chiuso la corrente aumenta ad ogni interruttore (DAC TERMOMETRICO)
Problema non riesco a fare i MOS tutti uguali - le correnti di ognuno non sono uguali (non MONOTONO)
METTO UN INTERRUTTORE OGNI MOS
e ogni interruttore che chiudo aumento di 1 il numero
AMPLIFICATORE DIFFERENZIALE CON CARICO ATTIVO
Alle variazioni Port. > Pin
La tensione in DC del nodo A è costante.
COMPARATORE DI CORRENTE
Uno specchio avrà i mosfet che non sono nella stessa zona di funzionamento
Se le correnti non sono uguali il nodo A può andare a VDD o 0
CIRCUITO IN AC
se voglio l'uscita bilanciata ho un guadagno più alto. Il problema è la polarizzazione
AMPLIFICATORE OPERAZIONALE
- IDEALE
Amplificatore di tensione ideale con ingresso differenziale, uscita sbilanciata e guadagno infinito
xo = A(xs - xf) = A(xs - xo K)
xo(1 + AK) = Axs
Af = xo/xs = A/1 + AK ≈ 1/K (se AK ≫ 1)
Il guadagno non dipende dal guadagno A dell' OP-AMP
Caratteristica IN-OUT dell’ OP-AMP ideale
Vo = Avvd
VI < 0 Vo = 0 Va = 0
L' OP-AMP può essere modellato in ingresso come un moltiplicatore e in uscita come un marcatore
I NON IDEALITA
Range di uscita limitato (in DC)
Quando l'ezatzione è l' OP-AMP senz. in regime di: non saturazione, finché vale la condizione:
VH - VB < VP ⇒ VH < AVf < VP ⇒ VH/Af < VP/Af
Considerando AP > 0
II NON IDEALITA
CMR (common mode range)
Range della tensione di modo comune VCM finito e limitato
VCM = V+ + V-/2 < Vo
Media degli ingressi differenziali usuali in DC per non avere saturazione
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