Teoria completa per orale Elettronica di potenza

Lezione introduttiva

Theory and applications

Five converter topologies for different applications and different voltage/power will be explored during the module:

• Buck DC/DC for CPU applications
• Single phase and three phase inverters for photovoltaic (grid connected) and motor drive applications
• Dual Active Bridge DC/DC for automotive and aerospace systems
• Multilevel converters for high power applications (HVDC)
• Resonant converters

Power converters can work also without an intelligent controller. However, in practical applications (except for very low power converters) converters are always controlled in closed loop. Considering the capital cost of the converter, a good reason for having a good closed loop controller is to make sure the investment is protected, and the converter does not get damaged by unexpected events.

The other reasons why power converters require closed loop control are that they must be able to:

• Adapt to changes in the converter components e.g., ageing of passive and semiconductor devices
• Adapt to changes in the load or in the grid conditions that are usually unpredictable, e.g., the AC voltage amplitude generally fluctuates within a tolerance, or even more in case of faults
• The converter must be able to provide specific performances required by the application; the obvious example in the HVDC system is that the converter must be able to adapt to a change in the wind power with profiles defined by the grid operator

Why do we need to transform electrical energy?

- To match the characteristic of a load with the ones of the source. For example, the battery charger for your laptop converts AC electrical energy from the grid into DC to charge the battery.

- To match the characteristic of a source with those of a different source. For example, photovoltaic panels are DC generators, and a DC/AC converter is required to inject the generated power into the AC grid.

- To change the voltage level in different parts of the same systems. For example, the battery of your laptop will provide power to the CPU through a DC/DC converter that usually takes the voltage from about 19 V down to a few volts.

- To provide isolation between two sections of the same system.

- Etc.

Power electronics and control

Something important to remember is that power electronics and control find application in all those different voltages and power, but converters will be very different, in terms of size and complexity:

• Power and voltage tend to rise together.
• This also means that you need more silicon (more devices) to withstand higher voltages and currents, and more clearances for insulation larger size.
• More components mean higher complexity for the control system i.e., more gate signals, more measurements, and more processing power.

The "building block" approach

In traditional power electronics teaching approaches, switches and diodes were your building blocks for converters, and you learned how to combine them with inductors and capacitors to obtain different types of converters. In this module, we will take a further step, using a slightly more complex building block: the half bridge.

Why?

• It’s a very common element in several converter circuits.
• It’s widely used in industry and widely available commercially in power modules.
• It enables a quick understanding of different converters for different applications.

We will learn how to understand, design, model, and control converters based on half bridges by looking at four application examples:

Coursework

Semiconduttori di potenza

The ideal power electronic device is a perfect switch that:

• is fast - can open and close instantly (thus no switching losses), and at a high rate (i.e., operating frequency)
• when closed, can conduct any amount of current with no internal voltage drop (thus no conduction)
• when open, will conduct no current and can withstand any voltage without breakdown
• will be unidirectional or asymmetric (that is an inherent property of power electronic devices, and we can always place two switches in antiparallel and use blocking diodes to prevent backward conduction)

Nei convertitori statici di potenza i semiconduttori vengono sempre impiegati, al fine di ridurre l’energia dissipata nel convertitore in regime di commutazione vengono cioè fatti funzionare come un interruttore, alternativamente chiuso (saturazione) e aperto (interdizione). Una prima suddivisione dei semiconduttori impiegati nei convertitori statici può essere effettuata considerando la modalità di comando:

• Componenti non controllati (diodi)
• Componenti di cui è possibile comandare solo il passaggio dallo stato di interdizione a quello di conduzione (Raddrizzatori Controllati al Silicio o Tiristori)
• Componenti di cui è possibile comandare oltre alla chiusura, anche l’apertura, ovvero il passaggio dallo stato di conduzione a quello di interdizione (Transistor di Potenza BJT, MOSFET, IGBT, WBG devices)

Diodi

Quando la tensione tra anodo e catodo diventa positiva il diodo entra in conduzione (cioè conduce con una caduta di tensione trascurabile). La conduzione prosegue fino a quando la corrente anodica rimane positiva. Quando la corrente anodica si annulla (o tende a diventare negativa) il diodo smette di condurre (stato di interdizione).

Il comportamento reale del diodo si discosta da quello ideale, sia durante il funzionamento a regime permanente sia durante quello transitorio. Quando il diodo è polarizzato direttamente la V (caduta diretta) assume un valore compreso tra 0.6 V e qualche V che dipende:

• Dal tipo di diodo;
• Dall’intensità della corrente I a
• Dalla temperatura della giunzione.

Dualmente quando al diodo è applicata una tensione negativa (tensione inversa) nel diodo fluisce una piccola corrente negativa (corrente inversa). Quando la tensione inversa diventa maggiore di V (tensione di breakdown) si ha il cosiddetto effetto Zener e la corrente aumenta improvvisamente; ciò comporta una elevata dissipazione all’interno del componente.

Comportamento transitorio

Commutazione diretta passaggio dalla situazione di non conduzione, o interdizione, a quella di conduzione (OFF – ON). Nei convertitori statici di potenza tale fenomeno risulta in genere trascurabile, in quanto le induttanze presenti nel circuito limitano il di/dt.

Commutazione inversa: nella commutazione inversa occorre che sia trascorso un breve intervallo di tempo t (tempo di recupero inverso or reverse recovery time) prima che il diodo acquisti la proprietà di blocco della corrente. Nella fase di discesa di i la V è circa nulla mentre si presenta una V < 0 in corrispondenza alla salita della i . L’oscillazione è dovuta a fenomeni di risonanza tra la capacità interna del diodo e le induttanze presenti nel circuito.

BJT

Con i Transistor bipolari (Bipolar Junction Transistors) è possibile manipolare elevate potenze con una dissipazione sufficientemente modesta; infatti, quando il transistor è interessato da una corrente elevata, la tensione ai suoi capi risulta dell’ordine del V o di pochi V mentre, quando la tensione è elevata, la corrente che attraversa il transistor è molto piccola.

Il comportamento ideale di un transistor (per il quale si impiegherà in seguito il simbolo del BJT), funzionante in regime di commutazione può essere assimilato a quello di un interruttore (interruttore statico) di cui è possibile comandare, agendo sulla corrente di base (corrente di pilotaggio), sia l’apertura che la chiusura. Diversamente da un interruttore elettromeccanico, però, la corrente può circolare nel transistor solo in una direzione (cioè dal collettore all’emettitore). Le principali cause di scostamento dal comportamento ideale sono dovute:

• Alla caduta diretta, quando il transistor si trova in saturazione;
• Ai fenomeni connessi alle commutazioni.

Quando invece il transistor è interdetto, la corrente che lo attraversa risulta sempre del tutto trascurabile.

Caduta diretta

La tensione V_CE che si presenta tra collettore ed emettitore quando il transistor lavora in regime di saturazione dipende da:

• Tipo di transistor;
• Temperatura di giunzione;
• Corrente I_c di collettore;
• Corrente I_b di pilotaggio.

Più è alta I_b, più è alta la corrente I_c che può sopportare il transistor prima di avere una c.d.t. abbastanza elevata.

Comportamento transitorio

Commutazione dallo stato di interdizione a quello di saturazione: Applicando alla base di un transistor in interdizione un gradino di corrente inizialmente, nell’intervallo di tempo t_d (delay time), questo continua a rimanere interdetto. In seguito la corrente di collettore inizia a crescere fino a raggiungere il valore di regime corrispondente alla situazione di saturazione.

L’inserzione di un’induttanza collegata in serie al collettore riduce la pendenza con la quale aumenta la corrente di collettore riducendo così le perdite dovute alla commutazione.

Commutazione dallo stato di saturazione a quello di interdizione: Quando un transistor in saturazione viene portato in interdizione, la i_c in un primo intervallo di tempo di durata t_s (storage time), permane al valore precedente. In seguito la i_c inizia a diminuire con pendenza praticamente costante.

Durante la fase di diminuzione della corrente la tensione presente tra collettore ed emettitore è diversa da zero, ciò potrebbe causare elevate dissipazioni di potenza le quali possono essere ridotte con l’inserimento di una capacità collegata tra il collettore e l’emettitore del transistor.

Svantaggi: I Transistor bipolari presentano l’inconveniente di avere tempi di commutazione che, per potenze elevate, superano il ms e quello di richiedere, per garantire una buona saturazione, una corrente di pilotaggio di appena un ordine di grandezza inferiore alla corrente di collettore. Inoltre, in molti BJT, occorre valutare con oculatezza l’andamento della tensione e della corrente durante la fase di spegnimento, onde evitare di danneggiare il componente.

MOSFET

MOSFET (Metal Oxide Field Effect Transistor) sono dispositivi pilotabili in tensione (V_GS). Applicando una tensione positiva tra gate e source, viene indotta una zona formata da elettroni, che costituisce il canale di conduzione della corrente tra il terminale di drain e quello di source.

La linea tratteggiata, sovrapposta alle caratteristiche, delimita la zona, denominata ohmica, caratterizzata da tensioni V_ds modeste da quella attiva. I Transistor MOSFET, in zona ohmica, si comportano essenzialmente come delle resistenze variabili, il cui valore è controllato agendo sulla tensione di controllo applicata tra Gate e Source. Quando la tensione di controllo è sufficientemente elevata (superiore a 6-8 V) la resistenza tra Drain e Source si riduce a valori molto piccoli R_ds(on), mentre quando la tensione di pilotaggio è nulla la resistenza tra Drain e Source diventa molto elevata R_ds(off).

Confronto MOSFET-BJT

Vantaggi:

• Tempi di commutazione (e quindi perdite) notevolmente più piccoli;
• Corrente di pilotaggio a regime estremamente ridotta;
• Non presentano fenomeni di breakdown secondario;
• Collegamento in parallelo senza particolari accorgimenti.

Svantaggi:

• Caduta di tensione diretta maggiore;
• Per ridurre i tempi di commutazione (dipendenti dalla presenza di C_GD) è necessario che il circuito di pilotaggio presenti una piccola impedenza serie;
• Non sopporta sovratensioni anche di breve durata;
• Limiti sulla massima tensione sopportabile tra Gate e Source;
• Impiegati per tensioni fino a qualche centinaio di Volt.

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Componenti che sfruttino i vantaggi delle tecnologie bipolare e ad effetto di campo integrando BJT e MOSFET. Tale architettura conferisce al dispositivo la caratteristica di alta impedenza di ingresso, tipica del MOSFET, e una capacità di conduzione della corrente simile a quella di un BJT. Accensione e spegnimento sono controllati tramite la tensione gate-emettitore. Per evitare fenomeni di riaccensione indesiderata, tale tensione deve essere negativa e dell’ordine di una decina di volt. Si hanno elevate correnti in conduzione a fronte di basse correnti di innesco al gate.

Vantaggi:

• Pilotaggio simile a quello di un MOSFET (con assorbimento di corrente solo durante le commutazioni);
• Tempi di commutazione molto contenuti rispetto a quelli di un BJT di uguale portata (in genere inferiori al ms);
• Tensioni massime sopportabili molto maggiori di quelle applicabili ad un MOSFET, senza pesante degrado delle prestazioni.

The half-bridge (part 1)

Definizione circuitale e operazioni base

VOLTAGE SOURCE CONVERTER (VSC) CONCEPT – GENERATORE PILOTATO DI TENSIONE

Two very common choices in the half bridge are:

• The output voltage V_BN (or V_BO in the other reference!) is IMPOSED by the half bridge.

This means that on the output side the half-bridge behaves like a controllable voltage source. V_BN only depends on the switching state of S1 and S2, and not on the load.

Summary

• We introduced the basic topology of the half bridge.
• The input side of the bridge must behave like a DC voltage source (it must be a voltage generator or a capacitor, or a battery…) – Per mantenere alla tensione voluta i morsetti P e N.
• The basic half bridge uses as switches IGBTs with antiparallel diodes.
• However, the reason for that choice of switches is not immediately obvious.
• We replaced then the IGBTs+diodes with ideal switches to focus on the possible states of the half bridge and on its basic functions.
• We then saw that the half bridge behaves like a controllable voltage source (VSC=Voltage Source Converter == “something that takes a DC input and convert it in a different voltage”), controlled by the state of the switches.
• We also learned that the output voltage of the bridge can be defined referring either to the negative DC rail or to the midpoint of the DC input; the two are equivalent.

IGBT+diode vs. ideal switch

The IGBT+diode is a 2-quadrant current bidirectional switch = when it’s ON it conducts positive and negative is, when it’s OFF it blocks only positive voltage v_s.

The ideal switch is a 4-quadrant switch = when it’s ON it conducts positive and negative is, when it’s OFF it blocks positive and negative voltage v_s.

NO, BECAUSE IN ALL OUR CIRCUITS THE DC INPUT OF THE HB WILL BE POSITIVE.

In conclusion, we can use our “simple” half-bridge based on IGBTs+diodes only if V_DC > 0.

The half-bridge part 2

Modulation

We have seen that the half bridge with a positive DC input can be used as a controllable voltage source. The way we control the output voltage of the half bridge is by changing the state of the switches. S1 and S2 are ON when the corresponding GATE-EMITTER voltage is above the turn-on threshold.

So at the moment we have a controllable voltage source that is not particularly controllable – it can take only 2 discrete values [0, V_DC], but we would like to be able to convert/transform V_DC into a voltage that can take any value in the range [0 - V_DC]. What we want can be achieved with Pulse Width Modulation (PWM).

PWM

PWM is a modulation technique that takes a low frequency signal – the modulation signal – and adds high frequency harmonics so that the resulting modulated signal will be a switching waveform between 0 and 1 – that we can use to drive our half-bridge!

We have a low frequency voltage waveform V_BN we would like to generate with the half bridge. Our half bridge doesn’t particularly like to generate low frequencies, since it can only flip its state between 0 and V_DC. The PWM can mix the waveform we want to generate with a high frequency carrier, resulting in something that the bridge can generate. We recover the low frequency component we want at the bridge output by demodulating V_BN through a low pass filter.

We said that the PWM adds frequency components to the modulation signal to turn it into a switched waveform like GB(t). But if the trick works, we expect GB(t) to preserve the original low frequency component – in this case DC (segnale continuo).

Looking at this example, it’s easy to understand that 2̅ ̅ ̅ 1 0 0 = = 1 – () = 1 – . , and in is equal to m(t), so 2 1 0 = =1 – we find out that ̅ ̅ ̅ ̅ ( = = ).

This result in REMEMBER ̅ ̅ ̅ ̅ ̅ ̅ = ∙ = ∙ ≤ We can now write that. We now have what we wanted, because the low frequency value of the output voltage of our half-bridge is fully controllable between 0 and V_DC! “m” (and “d”!) simply tells us the % of V_DC that we want to generate at the output. “d” (and “m”!) is also the % of the switching period during which S1 is ON.

2( )() = – – More general case (in which A and A different from 1 and 0): and MAX MIN – ̅ ̅ ̅ ̅ = = so this result in – EXTENSION TO “LOW FREQUENCY” MODULATION SIGNAL We are now able to generate an output voltage of the half-bridge with a DC component that we control. Unfortunately, that is not the only component we have in the half-bridge output voltage! To be able to generate...